Подбор диодов для балансных смесителей. Балансный смеситель. Преимущества двойных балансных диодных смесителей
Даррен Конвей
Мощные высокочастотные смесители
Подавляющее большинство радиоприёмников выполнено по супергетеродинной схеме, где для получения промежуточной частоты входные высокочастотные сигналы смешиваются с сигналом встроенного или внешнего гетеродина. Как правило, для оптимального преобразования сигналов на требуемую выходную промежуточную частоту используются два преобразования, а значит, и два смесителя.
Одним из ключевых моментов при проектировании приёмников является правильный выбор этих смесителей, в особенности, для первого преобразования. За последние сорок лет схемотехника СВЧ смесителей развивалась эволюционно, но, наряду с усовершенствованием схем, основные принципы и методы остались в значительной степени неизменными.
Целью данной статьи является обзор ряда реализаций высокочастотных смесителей и обсуждение параметров его отдельных представителей.
Наше обсуждение будет ограничено смесителями для УКВ диапазона, так как изделия для этого диапазона являются наиболее доступными. Представленные в статье материалы подтолкнут разработчиков обратиться к соответствующим спецификациям и рекомендациям, поскольку они содержат значительный объём дополнительной информации, предоставить которую здесь не представляется возможным.
Хотя наш обзор будет ограничен метровым диапазоном, основные принципы работы смесителей и их характеристики одинаковы для любых частот. Цель состоит в том, чтобы обеспечить разработчиков информацией, позволяющей сделать правильный выбор смесителя для конкретного приложения.
Зачем они нужны?
Главным предназначением смесителей является перемножение двух сигналов, один из которых имеет входную частоту, другой - частоту гетеродина, с целью получения на выходе продукта с промежуточной частотой (ПЧ).
В идеальном случае, на выходе смесителя присутствовали бы только желаемые частоты со значениями (F RF + F LO) и (F RF – F LO), где F RF - частота принимаемого сигнала, F LO - частота гетеродина. Разумеется, идеальных устройств в природе не существует.
Распространённые схемы
Имеются три типа смесителей, которые могут быть пассивными или активными. Основные схемы пассивных смесителей представлены на рис. 1, 2 и 3. В активных смесителях диоды заменяются полевыми (FET) или МОП (MOSFET) транзисторами.
Небалансный смеситель на одном диоде, показанный на рис. 1, не имеет никакой развязки между двумя входами и выходом. Такие смесители используются довольно редко, так как недостаточная развязка между входом гетеродина и входом сигнала оборачивается нежелательным излучением антенной сигналов с частотой, кратной частоте гетеродина. В худшем случае, эти сигналы могут выйти за рамки требований электромагнитной совместимости, но даже если они лежат в допустимых пределах, то всё ещё остаются нежелательными.
Однако, подобно небалансному смесителю на одном диоде, развязка между входом сигнала и выходом ПЧ здесь отсутствует. При реализации смесителя на дискретных компонентах простой балансный смеситель предлагает разумный компромисс между превосходными характеристиками двойного балансного и простотого небалансного смесителей.
Идеальный двойной балансный смеситель предлагает бесконечно большую развязку между всеми тремя выводами смесителя. На выходе при этом будут присутствовать сигналы промежуточной частоты (± mF RF ± nF LO), а сигналы с частотами F RF и F LO будут полностью подавлены.
Рис. 3. Идеальный пассивный двойной балансный смеситель обеспечивает полную развязку между всеми тремя выводами - теоретически
В реальных устройствах входной и гетеродинный сигналы на выходе ПЧ будут подавлены не более чем на 50 дБ. Наличие готовых к применению, выполненных в одном корпусе, двойных балансных смесителей зачастую перевешивает использование простых балансных или небалансных смесителей. В большинстве приложений использование двойного балансного смесителя, изображенного на рис. 3, обеспечивает наилучшие характеристики системы.
Что означает “хороший” смеситель?
Реальные смесители сложны для анализа, и поэтому их эксплуатационные качества определяются множеством характеристик. Ниже приводится список главных технических требований, предъявляемых к смесителям, в порядке убывания их важности.
Диапазон рабочих частот.
Смесители, как правило, применяются в приёмниках, работающих, начиная с очень низких частот до десятков гигагерц. Типичные серийно выпускаемые смесители имеют максимальную рабочую частоту от 100 МГц до 2,5 ГГц. Диапазон рабочих частот является фундаментальной спецификацией проекта, которая в значительной степени определяет конечный выбор типа смесителя.
Динамический диапазон
. Это одна из наиболее важных техниче-ских характеристик смесителя. Значительный рост числа используемых передатчиков и наличие других источников помех означает, что современные радиоприёмники, как правило, работают в жёсткой помеховой обстановке.
Даже в случае, когда полезный сигнал имеет очень малый уровень, например, в спутниковых системах связи, от приёмника требуется, чтобы он сохранял работоспособность и характеристики в присутствии сильных мешающих сигналов.
Нижний предел динамического диапазона смесителя определяется его коэффициентом шума, в то время как верхний предел определяется уровнями компрессии коэффи-циента передачи, интермодуляционных составляющих и теплового разрушения.
Коэффициент шума.
Как правило, смесители имеют коэффициент шума в пределах от 6 до 20 дБ. Коэффициент шума пассивных смесителей численно равен потерям преобразования. Коэффициент шума активных смесителей зависит от конфигурации схемы и типов применяемых в ней элементов. Общепринято, но вовсе не обязательно, перед первым смесителем включать малошумящий усилитель для снижения коэффициента шума приёмника в целом.
Коэффициент передачи.
Доступность готовых усилителей, перекрывающих различные участки частотного диапазона, снимает требование наличия у смесителя какого-либо усиления. Более того, избыточное усиление смесителя может отрицательно сказаться на динамическом диапазоне приёмника в целом.
В большинстве случаев, наличие больших вносимых потерь преобразования смесителя также нежела-тельно, особенно при применении пассивных смесителей. Активные сме-сители обеспечивают коэффициент передачи в диапазоне от -1 до +17 дБ, в то время как пассивные смесители имеют типовое значение потерь преобразования от 5,5 до 8,5 дБ.
Гетеродинный сигнал.
Идеальный смеситель был бы нечувствителен ни к уровню гетеродинного сигнала, ни к уровням содержащихся в нём кратных гармоник, но в реальном случае параметры гетеродина должны соответствовать параметрам смесителя.
Пассивные двойные балансные диодные смесители требуют уровень гетеродина от +7 до +23 дБм. Активные смесители требуют уровень гетеродина в пределах от -20 до +30 дБм, в зависимости от применяемого типа. Отсюда следует, что разработка гетеродинного генератора самым тесным образом связана с отобранным типом смесителя.
Согласование импедансов.
Все три порта смесителя должны быть согласованы с соответствующим трактом. В активных смесителях в результате рассогласования обычно снижается коэффициент усиления.
Простота.
Важной характеристикой любой схемы является простота разработки и реализации. Достаточно сложные системы трудно как разрабатывать, так и изготавливать. Применение меньшего числа компонентов снижает стоимость системы, увеличивает надёжность, облегчает техническое обслуживание и требует меньшего количества запасных частей.
Чрезмерно сложный проект приводит к значительному удорожанию оборудования, поэтому разработчики должны стремиться к получению максимальных характеристик при минимуме используемых компонентов.
Интегральные смесители
Так как активные или пассивные двойные балансные смесители предлагают лучшие характеристики и имеют законченное исполнение в одном корпусе, они всё чаще применяются в различных системах, вытесняя небалансные и простые балансные схемы. При этом предполагается, что требование обеспечения высоких динамических характеристик смесителя является превалирующим. В приложениях, где требуется малая потребляемая мощность или иные специальные функции, наилучшим образом могут подойти смесители со схемой, отличной от приведенных ниже двойных балансных смесителей.
AD831.
Микросхема AD831 является типичным примером современного активного двойного балансного смесителя на биполярных транзисторах. Смеситель конструктивно размещён в корпусе PLCC, включает буферный усилитель с 50-Ом входом и выходом (рис. 4). Коэффициент усиления буферного усилителя может изменяться за счёт установки соответствующих резисторов в цепь обратной связи. Буфер конфигурируется как преобразователь симметричного сигнала в несимметричный без использования трансформаторов.
Рис. 4. Микросхема AD831 - типичный пример активного двойного балансного смесителя на биполярных транзисторах
Объединение буферного усилителя и смесителя в одном корпусе позволяет применять эту микросхему во входных преобразующих каскадах. В большинстве приёмников сразу за первым смесителем следует фильтр нижних частот и буферный усилитель, а уже затем сигнал поступает на полосовые фильтры промежуточной частоты.
В микросхеме AD831 установка двух дополнительных конденсаторов позволяет реализовать между выходами смесителя и входами буферного усилителя фильтр нижних частот первого порядка. Устанавливая коэффициент усиления буферного усилителя с помощью двух внешних резисторов, можно компенсировать потери, вносимые последующими полосовыми фильтрами.
Если от буферного усилителя требуется максимальный коэффициент передачи, то резисторы обратной связи не ставятся. Чрезмерное усиление сужает полосу пропускания усилителя и отражает шум обратно в смеситель.
Правильно соединённые микросхема и пассивные компоненты могут без труда совмещать функции смесителя, фильтра и буфера в очень маленьком пространстве без использования громоздких подстраиваемых компонентов.
Микросхема AD831 предназначена для работы с входными и гетеродинными сигналами с частотой до 400 МГц, однако, на верхних частотах требуется более подробное рассмотрение параметров. В основном, все рабочие характеристики плоские до частоты 100 МГц. Выше этого значения некоторые кривые улучшаются, в то время как другие ухудшаются.
Характеристики на частоте 200 МГц особенно неоднозначны. Если приложение требует очень хорошей развязки между портами, то частот вблизи этого значения нужно избегать. Развязка гетеродин–сигнал падает с 72 дБ на частоте 100 МГц до минимального значения 45 дБ на частоте 200 МГц, что является ещё достаточно хорошей величиной. Верхняя граница динамического диапазона достигает максимума на частоте 250 МГц, где точка пересечения третьего порядка (IP3) составляет +23 дБм, а уровень сигнала, при котором происходит компрессия усиления на -1 дБ, составляет +11 дБм (рис. 5). Здесь наглядно видно, насколько изменчивы могут быть важные рабочие характеристики. Описанное свойство не является специфическим недостатком именно микросхемы AD831, так как все типы смесителей, и активные, и пассивные демонстрируют характеристики, изменяющиеся в широких пределах.
Рис. 5. Зависимость перекрестных искажений микросхемы AD831 от частоты
Устройство AD831 может использоваться как с однополярным, так и с двуполярным питанием. Регулируе-мое смещение позволяет пользователю управлять потребляемой мощностью. Для обеспечения максимальной динамики (точки IP3) микросхеме требуется ток покоя около 100 мА. При наличии жёстких требований на ток потребления, он может быть снижен до 45 мА.
Коэффициент шума для несимметричного выхода напряжения составляет 20 дБ. Для разработчиков приёмников это означает, что для обеспечения приемлемого коэффициента шума всей системы на входе перед смесителем обязательно должен стоять малошумящий усилитель.
Обобщая всё вышесказанное, отметим, что микросхема AD831 подходит для большинства приложений, где требуется смеситель на частоту до 300 МГц. Характеристики устройства достаточно хороши до частоты 100 МГц, но далее они начинают меняться, особенно на частоте 200 МГц. Коэффициент шума 20 дБ делает это устройство непригодным для применения в системах, где требуется высокая чувствительность.
Возможность получения высококачественного смесителя, ФНЧ и буферного усилителя на очень маленьком пространстве платы, без применения больших подстраиваемых элементов, делает микросхему AD831 удобной для применения во многих приложениях.
SL6440.
Микросхема SL6440 представляет собой двойной балансный смеситель на биполярных транзисторах, впервые выпущенный компанией Plessey в 1980 году. Несмотря на почтенный возраст, микросхема всё ещё остаётся полезным устройством с хорошей производительностью.
Полоса пропускания микросхемы по уровню -3 дБ простирается до частоты 150 МГц, однако, для практической реализации это слишком оптимистичное утверждение. Уровень на выходе промежуточной частоты остаётся постоянным до частоты 50 МГц, после чего наклон определяется напряжением питания.
При типовом напряжении питания +6 В завал амплитудно-частотной характеристики на 1 дБ происходит на частоте 80 МГц, в то время как при напряжении питания +12 В он происходит только на частоте 100 МГц. Таким образом, можно смело сказать, что данная микросхема подходит для приложений, работающих на частотах до 90 МГц.
Микросхема SL6440 изготавливается в пластмассовом корпусе типа DIP с 16 выводами (рис. 6). Она имеет два входа и два выхода для работы с симметричными сигналами, но может быть сконфигурирована для обработки несимметричных сигналов. Устройство также имеет вывод управления током потребления, который может быть полезен при работе с батарейным питанием.
Рис. 6. Разработанная в 1980 году, микросхема SL6440 все еще находит применение. Главный ее недостаток - наличие большого чила внешних элементов
С помощью этого вывода можно осуществить функцию “интеллектуального” управления током потребления. При отсутствии сигнала ток должен быть минимальным, при появлении сигнала ток питания увеличивается для обеспечения оптимальных параметров смесителя. Такой режим работы легко совмещается с устройством бесшумной настройки приёмника.
Заметим, что ток потребления большинства активных смесителей может регулироваться различными способами, и это не является характерной особенностью только микросхемы SL6440. Общей тенденцией для любых смесителей, как пассивных, так и активных, является то, что уровень интермодуляционных искажений снижается при увеличении напряжения и тока питания.
Подобно большинству активных смесителей, данная микросхема для обеспечения наилучших параметров потребляет значительный ток. Устройство требует двух положительных напряжений питания. Через вывод VСС1 осуществляется питание смесителя, а через вывод VCC2 - питание буферного усилителя гетеродина.
Типовое значение тока потребления микросхемы SL6440 составляет от 30 до 60 мА, в зависимости от требуемого режима ток может быть снижен или увеличен, причём при его увеличении необходимо использовать внешний теплоотвод. Ток покоя, потребляемый смесителем, определяется величиной напряжения на выводе VCC2 и током IP через вывод 11. Максимальная рассеиваемая мощность устройства составляет 1200 мВт.
Для максимального подавления интермодуляционных составляющих управляющий ток IP должен лежать в пределах 10–12,5 мА, что соответствует суммарному току потребления около 40 мА. Точка компрессии передачи по уровню -1 дБ при этом составляет +7 дБм. Этот уровень может быть увеличен до значения +15 дБм за счет увеличения тока IP до 30 мА, причём суммарный ток потребления составит 77 мА. При снижении тока управления IP ниже 5 мА наблюдается уменьшение уровня полезного выходного сигнала промежуточной частоты.
Коэффициент передачи смесителя определяется конфигурацией входа и выхода, а также током управления. Для резистивных несимметричных входов и выходов потери преобразования составляют 1 дБ. Использование симметричных входов с настроенными трансформаторами позволяет достичь коэффициента передачи смесителя около +4 дБ.
Использование настроенных трансформаторов на входе и выходе смесителя обеспечивает некоторый прирост коэффициента передачи и фильтрацию без потери в характеристиках. Это связано с тем, что симметричные входы и выходы равномерно распределяют токи внутри микросхемы SL6440. В любом случае коэффициент передачи смесителя зависит от управляющего тока IP и импеданса нагрузки. Чрезмерное усиление увеличивает риск перехода выходных транзисторов смесителя в режим насыщения, а значит - этого надо избегать.
Заметим, что информации, приведённой в технической документации на микросхему, явно недостаточно. Здесь приводится только несколько таблиц, графиков и немного текста, описывающих рабочие характеристики и процедуру проектирования. Не приводится никакой информации о внутренних узлах устройства, а также частотных зависимостей импедансов входов и выходов, поэтому для разработки цепей согласования необходимо проводить пробное включение и измерения.
Обобщая всё вышесказанное, следует сказать, что, несмотря на солидный возраст, микросхема SL6440 обеспечивает достаточно хорошие параметры на частотах до 90 МГц. Для получения оптимальных характеристик необходимо использовать настроенные входные и выходные цепи. Даже в типовой схеме включения микросхема SL6440 требует наличия около дюжины пассивных элементов вокруг себя, а поэтому занимает относительно большую площадь на печатной плате. Коэффициент шума микросхемы составляет 11 дБ, что также хорошо для данного типа смесителей.
Смесители на полевых (JFET) и МОП (MOSFET) транзисторах
Смесители на полевых (JFET) транзисторах.
Такие смесители имеют значительный потенциал для обеспечения очень высоких динамических характеристик. Значения коэффициента передачи здесь вы-ше, а уровни интермодуляционных искажений ниже, чем у типичных пассивных смесителей. Полевые транзисторы имеют квадратичную вольт-амперную характеристику, что значительно снижает уровни интермодуляционных составляющих третьего порядка. И, подобно пассивным смесителям, смесители на полевых транзисторах имеют высокий уровень мощности, при котором происходит их тепловое разрушение.
Главное неудобство применения таких смесителей заключается в том, что на настоящий момент не выпускаются готовые законченные сме-сительные модули, объединяющие внутри транзисторы и согласующие трансформаторы. Кроме того, здесь требуется гетеродинный сигнал большой мощности.
В отличие от двойных балансных диодных смесителей, смесители на полевых транзисторах изготавливаются из дискретных элементов. Поэтому даже серийно выпускаемые коммерческие приёмники, например, ICOM R9000, используют простой балансный JFET смеситель, построенный из дискретных компонентов.
Невозможность изготовления законченных двойных балансных смесителей в одном корпусе является главным неудобством смесителей на полевых транзисторах. Здесь требуется применение намотанных вручную симметрирующих трансформаторов согласующего типа, что значительно затрудняет серийный выпуск и приводит к удорожанию изделия.
Если от смесителя требуются оптимальные параметры, используемые в нём трансформаторы должны осуществлять согласование схемы с очень высокой точностью, и поэтому хорошие результаты возможно получить, только комбинируя правильные технические и конструктивные решения с тщательной регулировкой.
Оптимальные значения коэффициентов шума и передачи смесителя реализуются в разных рабочих точках, поэтому токи смещения, уровень гетеродинного сигнала и согласующие трансформаторы должны быть подобраны таким образом, чтобы полевые транзисторы гарантированно работали в квадратичной области своей вольтамперной характеристики, тем самым минимизируя искажения. Минимально достижимый коэффициент шума в таких смесителях 8 дБ.
Для получения оптимальных характеристик двойного балансного смесителя на полевых транзисторах, последние должны быть идеально согласованы, что достаточно трудно при использовании дискретных полевых транзисторов из-за естественного разброса параметров.
На практике максимальное соответствие характеристик полевых транзисторов может быть достигнуто, если они установлены в одном корпусе и выполнены на одной кремниевой подложке. Такие устройства для смесителей производит компания Siliconix, например, пары (U430) и четверки (U350) полевых транзисторов в одном корпусе.
Для простых балансных смесителей требования на идентичность характеристик менее жёсткие - разброс параметров может достигать 10%.
И всё же, несмотря на некоторые проблемы построения, смесители на полевых транзисторах имеют весьма хорошие динамические характеристики. В общем случае, они аналогичны таковым у диодных смесителей, с той разницей, что обеспечивают положительный коэффициент передачи.
Главными неудобствами являются необходимость мощного гетеродинного сигнала и тщательный подбор элементов. Тем, кто желает ближе познакомиться с JFET смесителями, можно порекомендовать литературу и , где подробно описаны основные параметры и принципы практического построения смесителя, изображенного на рис. 7.
Рис. 7. Двойной балансный смеситель на полевых транзисторах
Смесители на МОП транзисторах.
Для работы с мощными сигналами вместо полевых транзисторов лучше использовать монолитные сборки из четырех МОП транзисторов с двойной диффузией (DMOS) или набор мощных высокочастотных полевых транзисторов с МОП структурой (MOSFET). Хорошие результаты могут быть получены при применении монолитных устройств Calogic SD8901 и Siliconix SD5000. При использовании MOSFET транзисторов в двойных балансных смесителях без приложения напряжения стока потери преобразования получаются около 7 дБ. При приложении напряжения к стокам транзисторов максимальная передача смесителя может составить +17 дБ.
Одна из особенностей МОП транзисторов заключается в том, что различные типы этих устройств не требуют строго заданного напряжения на затворе. Это означает, что для обеспечения требуемой точки компрессии для смесителей на МОП транзисторах необходима мощность ге-теродина, много меньшая по сравнению с эквивалентным диодным смесителем. То есть для работы мощного MOSFET смесителя не потребуется разработка мощного источника гетеродинного сигнала.
Одновременно с тем, что смесители на МОП транзисторах показывают превосходные динамические характеристики, они сохраняют все проблемы, присущие смесителям на простых полевых транзисторах: наличие прецизионных согласующих трансформаторов и большого числа вспомогательных элементов, занимающих значительную площадь на печатной плате. Такой смеситель был бы незаменим в системах, где приёмник физически располагается вблизи мощного передатчика. Как правило, смесители на МОП транзисторах используются в высококачественных приёмниках средневолнового (MF) и коротковолнового (HF) диапазонов.
Двойной балансный диодный смеситель
Двойной балансный диодный смеситель, безусловно, изделие архаичное, но всё ещё находящее применение в современных радиоприёмных системах. Способность противостоять мощным входным сигналам, низкие стоимость, масса и габаритные размеры готовых монолитных диодных смесителей гарантируют неизменный интерес к ним.
Если наличие отрицательного коэффициента передачи смесителя не критично для данного приложения, то все остальные характеристики сравнимы с другими типами смесителей. Одним из наиболее широко используемых является смеситель SBL-1 производства компании Mini-Circuits. Он дешев, компактен и доступен. Mini-Circuits, а также некоторые другие компании производят широкий диапазон пассивных смесителей, подходящих для большинства разрабатываемых систем.
Аналогично другим описанным выше смесителям, характеристики диодного двойного балансного смесителя зависят от большого числа различных факторов, таких как диапазон рабочих частот, мощность гетеродина, согласование и температура. Типовая зависимость развязки между входом гетеродина и входом сигнала от частоты и уровня гетеродинного сигнала представлена на рис. 8.
Рис. 8. Зависимость развязки между входом гетеродина и входом сигнала от частоты уровня гетеродинного сигнала диодного смесителя SBL-1 производства компании MINI-CIRCUITS
Для получения минимальных потерь преобразования диодного двойного балансного смесителя необхо-димо тщательно согласовать его выход промежуточной частоты. Фильтр ПЧ должен иметь входной импеданс 50 Ом в широком диапазоне частот, а не только в полосе пропускания. Результатом плохого согласования могут стать повышенные потери преобразования, а также генерация нежелательных гармоник. В дополнение к правильному согласованию, фильтр промежуточной частоты должен подавлять все продукты преобразования смесителя кроме требуемой частоты. Все тонкости разработки фильтра ПЧ для пассивного диодного смесителя являются темой для будущей статьи.
Диодные смесители требуют высокого уровня сигнала гетеродина, что составляет не менее +7 дБм. Некоторые очень мощные пассивные смесители требуют мощности гетеродинного сигнала до +23 дБм. Зависимость между мощностью гетеродина и значением точки компрессии коэффициента передачи по уровню -1 дБ для различных диодных смесителей компании Mini-Circuits показана на рис. 9.
Построение мощных генераторов с требуемой чистотой спектра - задача непростая, особенно, когда разрабатывается портативная аппаратура с батарейным питанием, где доступные напряжение и ток питания относительно низки.
Некоторые серийно выпускаемые смесители имеют встроенный усилитель или на входе гетеродинного сигнала, или на выходе ПЧ. В некоторых ситуациях это может значительно облегчить проектирование. Мощность гетеродинного сигнала и чистота его спектра непосредственно влияют на характеристики и исполнение смесительного каскада, а значит - на всю систему радиоприёмного устройства.
Одним из главных преимуществ пассивных диодных двойных балансных смесителей является отсутствие потребления, однако оно компенсируется необходимостью генерации мощного гетеродинного сигнала и компенсации потерь преобразования.
Хотя сами диодные смесители имеют очень компактное конструктивное исполнение, наличие мощного источника гетеродинного сигнала и схемы согласования с фильтром ПЧ требует существенной площади на плате проектируемого устройства. Однако, если широкий динамический диапазон и низкий уровень шумов являются первостепенными требованиями, диодный двойной балансный смеситель остается наилучшим техническим решением.
Заключение
Выбор смесителя для разрабатываемого приёмника определяется многими факторами. Информация, представленная в таблице, была получена из различных источников. Представленные здесь значения были измерены для конкретных устройств, работающих в типичных условиях, и в большинстве случаев они будут отличаться от тех, что приводятся в технической документации на эти устройства.
Подобно большинству инженерных задач, в основе правильного выбора смесителя для определённого приложения лежит компромисс. В природе не существует какого-либо одного смесителя, идеально подходящего для абсолютно всех задач, и поэтому разработчик должен определить, какие характеристики наиболее важны для его проекта. Таким образом, правильный выбор смесителя - не что иное, как вопрос определения наиболее важных характеристик и их соответствия определённому типу смесителя.
Литература
ELECTRONICS WORLD, июнь 1998 г.
Перевод Ю. Потапова
может быть использован в тракте усилителя высокой или промежуточной частоты радиоприемника . Коэффициент передачи усилителя от режима работы каскада на транзисторе VT1, что позволяет ввести в АРУ с глубиной регулировки до 40 дБ.
Радиоприемник (рис. 39.9) может принимать сигналы радиолюбительских радиостанций в диапазоне 14 МГц (или 21 МГц при замене контуров) . состоит из входного предусилителя на транзисторе VT1 и двух смесителей с перестраиваемым (DA1) и кварцованным (DA2) гетеродинами. Выходной сигнал частотой 465 кГц через подают затем на AM/ и (на схеме не показано).
Катушки индуктивности радиоприемника выполнены на каркасах диаметром 6-7 мм с подстроечными сердечниками из феррита и содержат: L2, L4-L9 - по 18 витков провода диаметром 0,3-0,4 мм виток к витку; LI, L3, L10 - по 6 витков такого же провода, намотанных поверх соответствующих катушек; L11 - 80 витков провода диаметром 0,15 мм внавал. Катушки выполнены без экранов. При использовании экранов число витков следует увеличить на 30-40 %.
Рис. 39*17. Типовая включения микросхемы SA612А
Рис. 39.18. Варианты выполнения входных цепей балансного смесителя на микросхеме SA612A
Рис. 39.19. Варианты выполнения выходных цепей балансного смесителя на микросхеме SA612А,
Рис. 39.20. Варианты выполнения цепей гетеродина балансного смесителя на микросхеме SA612А
Типовая включения микросхемы показана на рис. 39.17. Варианты подключения входных, выходных цепей и цепей гетеродина - на рис. 39.18-39.20. Параметры катушек индуктивности, рис. 39.17: L1 - 0,2-0,283 мкГн;
Рис. 39.21. на микросхеме ΝΕ612
L2 - 0,5-1,3 мкГн; L3 - 5,5 мкГн·,
L4 - 1,5-44 мкГн.
С использованием микросхемы ΝΕ612 может быть изготовлен несложный , рис. 39.21 . Взаимосвязанные колебательные контуры L1C5, L2C6 должны быть настроены на частоту второй гармоники входного сигнала.
Для СВ-радиостанций, работающих по сетке частот, обычно используют цифровые синтезаторы. Учитывая, что при приеме сигналов используется автоподстройка на частоту канала, можно собрать простой аналоговый синтезатор частот, плавно перестраиваемых по диапазону.
Рис. 39.22. синтезатора частот на основе микросхемы SA612А
Частотно-модулированный «аналоговый» синтезатор, представленный на рис. 39.22 , выгодно отличается повышенной стабильностью частоты вырабатываемого сигнала, что обусловлено применением высокочастотного кварцевого резонатора на частоту 24 МГц. Плавная перестройка осуществляется в диапазоне частот 27,0-27,3 МГц. с электронной перестройкой работает в диапазоне частот 3,0-3,3 МГц.
L1 содержит 20 витков; L2 - 9; L3 - 2; L4 - 8; L5 - 3 (подбор); L6 35 витков провода ПЭВ-1 0,23 мм, намотка виток к витку. Катушки L2 и L3, как и L4 и L5 расположены на общих каркасах.
Рис. 39.23. Фрагмент приемного тракта на микросхеме SA612A
Радиоприемный тракт (до цепей ) на микросхеме SA612A выполнен с кварцевой
стабилизацией частоты, рис. 39.23 . Сигнал промежуточной частоты выделяется пьезокерамическим фильтром на 10,7 МГц. Входной контур L1C2 настроен на частоту 27,14 МГц.
Шустов М. А., Схемотехника. 500 устройств на аналоговых микросхемах. - СПб.: Наука и Техника, 2013. -352 с.
Преимущества данного смесителя перед ранее опубликованными схемами на диодах и полевых транзисторах в пассивном режиме заключаются в низком уровне собственных шумов, высокой чувствительности и более высоком коэффициенте преобразования (до +12 дБ против -7,8 дБ у пассивных смесителей). Этот фактор позволяет обойтись без применения УВЧ в тракте приема и тем самым расширить динамический диапазон по интермодуляционным составляющим третьего порядка. Смеситель обладает чувствительностью не хуже 0,5 мкВ и динамическим диапазоном по интермодуляционным составляющим третьего порядка (при измерении с разносом частот 10 кГц) не хуже 106 дБ. Подавление прямого канала «вход-выход» не хуже 46 дБ. Этот параметрво многом зависит от подбора пар транзисторов и симметрирования согласующего контура. При качественном изготовлении и настройке достигается уровень 56-60 дБ. Избирательность по соседнему каналу зависит от характеристик кварцевого фильтра.
Смеситель изготовлен по балансной относительно сигнального входа схеме на двух биполярных СВЧ транзисторах КТ610А, в цепи отрицательной обратной связи по току которых установлены два полевых транзистора КП307А. Для обеспечения оптимального режима работы на затворы этих транзисторов подается запирающее напряжение около -2,5 В. Сигнал удвоенной частоты гетеродина поступает на вход делителя на микросхеме КР1554ТМ2 (аналог 74АС74).
Применение этого триггера позволяет получить меандр, необходимый для ключевого режима полевых транзисторов, без использования дополнительного дифференциального усилителя. В коллекторную цепь транзисторов КТ610А включен контур, выполняющий функции симметрирования каскада и согласования сопротивлений смесителя и кварцевого фильтра. На выходе кварцевого фильтра установлен контур, позволяющий наиболее оптимально согласовать фильтр с первым каскадом УПЧ, и прекрасно зарекомендовавший себя в различных конструкциях каскад усиления промежуточной частоты на малошумящем и дешевом двухзатворном полевом транзисторе КП327А.
На второй затвор VT5 подается управляющее напряжение АРУ/РРУ.
Рисунок печатной платы смесителя и расположение элементов показаны на рис.2. В смесителе использованы резисторы МЛТ-0,125 и МЛТ-0,25, конденсаторы КМ-4, КМ-5 и КМ-6, катушки Ж6 мм от телевизора «Юность», сердечники из латуни М4х10, дроссели L1 и L4 ДМ-0,1. Их можно заменить любыми другими с индуктивностью 20-100 мкГн и током до 50-100 мА. Вместо транзисторов КП307А можно применить любые из серий КП302 или КП303. Хорошие результаты получались с транзисторами КП302Б. Вместо КТ610А можно использовать КТ368А, но при этом заметно снижается динамический диапазон. Не эквивалентной заменой КП327А являются транзисторы КП306 и КП350. В кварцевом фильтре можно применить любые малогабаритные резонаторы на частоты 5-9 МГц. При выборе промежуточной частоты необходимо учитывать чистоту спектра с рис. 1 учетом комбинационных составляющих продуктов преобразования в основном канале приема. Автор использовал восьмирезона- торный фильтр Чебышева из кварцев РГ05 на частоту 8867,238 кГц.
По схемному построению микроэлектронные смесители обычно делят на три типа: смеситель на одном диоде, так называемый одно-тактный смеситель. (ОС); балансный смеситель (БС) и двойной балансный смеситель (ДБС). Более сложные по функциональному назначению смесители рассматривать не будем.
Рис. 4.2. Схема смесителя: а - на одном диоде; б - балансного; в - ДБС по мостовой схеме; г - ДБС по схеме «звезда»
Схемы и показаны на рис. 4.2 . Конструктивно вывод ПЧ сигнала для схемы кольцевого типа выполнен с помощью конфигурации, названной и представляет собой комбинацию гибридного соединения и «четырехдиодной звезды» . Преимуществом схемы «звезда» (рис. 4.2, г) перед кольцевой (рис. 4.2, в) является наличие центрального узла (соединение четырех диодов), с помощью которого осуществляется непосредственное соединение с цепью ПЧ. Все три типа смесителей в значительно большей степени различаются по характеру спектра выходного сигнала, чем по электрической конфигурации их цепей. При преобразовании частоты возникают комбинационные составляющие, частоты которых лежат в полосе пропускания выходных фильтров смесителей, настроенных на ПЧ. На рис. 4.3 построена номограмма для определения возможных комбинаций гармоник сигнала и гетеродина
В табл. 6 приведены комбинационные частоты на выходе БС и Следует помнить, что подавление идет с использованием фазового принципа, поэтому его величина сильно зависит от балансности смесителей и правильного согласования диодов. В табл. 7 приведены параметры различных смесителей .
Рис. 4.3. Номограмма для определения возможных комбинаций гармоник в полосе полезной ПЧ
ДБС имеет следующие преимущества: уменьшение плотности гармоник входных сигналов и комбинационных частот в выходном спектрег увеличение динамического диапазона и максимально допустимой мощности; снижение требований к напряжению пробоя диода; исключение или ограничение требований к фильтрам благодаря развязке между всеми парами полюсов. Однако ДБС имеют и недостатки: например, возрастание требуемой мощности гетеродина на по сравнению с БС при отсутствии смещения; неудобное расположение диодов. Несмотря на эти недостатки, ДБС широко применяют. Рассмотрим характеристики ДБС .
Ширина полосы смесителя по схеме «звезда» в СВЧ диапазоне равна примерно двум октавам, но она обычно ограничена коротко-замыкающими четвертьволновыми шлейфами до октавы. На основе этой схемы изготовлены смесители с шириной полосы в октаву и развязкой между любыми парами полюсов не менее 20 дБ в диапазоне частот до и не менее 17 дБ в диапазоне На рис. 4.4. показаны основные характеристики смесителей в полосе частот от 1 до Комбинационные частоты в таком смесителе можно подразделить на два типа: сигналы с фиксированным и
(кликните для просмотра скана)
зависимым уровнями. Сигналы первого типа получаются при смешении гармоник гетеродина и входного сигнала: . Амплитуды этих сигналов остаются фиксированными относительно боковых частот первого порядка и на графиках зависимости выходной мощности от входной имеют тот же наклон, что и последние (рис. 4.5, а). Гармоники входного сигнала, смешиваясь с сигналом гетеродина или его гармониками, создают сигналы комбинационных частот с зависимыми уровнями, имеющими частоты Амплитуды этих сигналов по отношению к боковым частотам первого порядка зависят от уровня сигнала гетеродина. На графиках зависимости выходной мощности от входной имеют наклон, равный порядку гармоники входного сигнала Наиболее интересными из них являются частоты, кратные ПЧ, так как при широкой полосе входных частот они могут в нее попасть, например частоты где (рис. 4.5, б).
Как отмечалось, подавление в выходном спектре гармоник входных сигналов и сигналов на комбинационных частотах является одной из важнейших характеристик смесителя. Поэтому для обеспечения заданной величины подавления следует правильно выбирать схему смесителя, нагрузки на его полюсах, а также режим смещения постоянным током 185, 191. Хотя, с теоретической точки зрения, ДБС и обладают преимуществом, на практике при реализации смесителей в виде интегральных схем БС имеют лучшие характеристики, в частности, меньший коэффициент шума и КСВ. Это связано с трудностью реализации ДБС в интегральном исполнении, поэтому БС широко распространены в микроисполнении.
Рис. 4.4. Зависимость потерь коэффициента шума и развязки по схеме «звезда»
Рис. 4.5. Амплитуды сигналов комбинационных частот: а - с фиксированным относительно составляющей - соуровнем; с зависимым уровнем
Рассмотрим величины подавления комбинационных составляющих в БС для оценки эффективности их применения, когда требуется подавлять комбинационные составляющие частотного спектра. Выражения для подавления в частном случае, когда частота комбинационного сигнала где , приведены
в работе . Более общие выражения для расчета величины подавления комбинационных составляющих с частотой для БС получены в работе . На рис. 4.6, а показана эквивалентная схема в которой напряжения комбинационной частоты на выходах смесительных диодов (до схемы сложения); и - напряжения полезной ПЧ в тех же самых точках схемы; напряжения сигнала на входах первого и второго диодов; суммарные напряжения комбинационной частоты и полезной ПЧ на входе схемы сложения. Запишем формулу, связывающую величину подавления комбинационных составляющих в БС с величиной подавления этих же составляющих в ОС:
где - подавление в диоде данного смесителя; М - отношение коэффициента передачи по напряжению первого диода для выходной полезной промежуточной частоты к такому же коэффициенту второго диола; - отношение коэффициентов передачи для выходной комбинационной частоты;
Рис. 4.6. Эквивалентная схема балансного смесителя (а) и структурная схема фазового подавления зеркального канала (б)
Углы между векторами выходных напряжений
где - изменение фазы напряжения гетеродина (сигнала), вносимое нагруженным ответвителем ; изменение фазы напряжения от выхода ответвителя до входа диода; угол, учитывающий полярность включения диода. Величина подавления комбинаций только за счет балансности для следующих коэффициентов: характерных для реальных смесителей, составляет 13,4 дБ.
При проектировании смесителей необходимо учитывать способ полезного использования зеркальной частоты. Потери преобразования и коэффициент шума можно минимизировать правильным выбором реактивной нагрузки на суммарной и зеркальной частотах. Однако зачастую это очень трудно осуществить, особенно если зеркальная и сигнальная частоты близки. Существуют два способа решения этой задачи: использование частотно-избирательных цепей и использование фазовых соотношений между сигналами. Схема, собранная на основе первого способа, может работать в узкой полосе частот. Кроме того, если разность между зеркальной частотой и частотой
сигнала мала, то требуются очень высокодобротные фильтры с малыми потерями, которые трудно изготовить в интегральном исполнении. Известны примеры реализации таких схем, которые позволили получить потери преобразования вплоть до 3,5 дБ .
Следует отметить, что в смесителе существуют два сигнала на зеркальной частоте: сигнал, поступающий на вход смесителя с антенны, и сигнал, образующийся в смесителе за счет преобразования входного сигнала. Если по сигнальному входу на диод поступает внешний сигнал с частотой то, взаимодействуя с колебаниями гетеродина, образуется сигнал промежуточной частоты
Фаза этой не коррелирована с фазой полезного сигнала хотя по частоте ничем не отличается от полезного сигнала и является помехой, от которой нельзя избавиться без применения специальных мер.
Рассмотрим фазовые методы подавления зеркальной частоты, которые наиболее приемлемы для микроэлектронного исполнения смесителей. На рис. 4.6, б представлена структурная схема смесителя с подавлением зеркального сигнала, поступающего на вход смесителей . В схеме использованы два балансных смесителя, на которые сигнал подается через гибридное соединение 1, а сигнал гетеродина поступает через синфазный делитель мощности 2 без сдвига фаз. При этом на выходах смесителей достигаются такие фазовые соотношения между сигналами ПЧ, преобразованными от входных сигналов на зеркальной и несущей частотах, что при сложении на выходном гибридном соединении 3 имеем на одном выходном плече только сигнал ПЧ, полученный за счет преобразования сигнала несущгй, а на другом - сигнал зеркальной частоты, который поглощается согласованной нагрузкой. Опытный образец в полосе частот имеет коэффициент шума 10 дБ (включая коэффициент шума дБ) при мощности гетеродина и постоянном прямом смещении на диодах 0,1 В . Развязка между полюсами сигнала и гетеродина составляет более 16 дБ, а величина подавления сигнала по зеркальному каналу -20-25 дБ.
Интерес представляет схема малошумящего смесителя (МШС) с фазовым подавлением зеркального канала приема и с возвращением энергии зеркальной частоты возникающей в смесителе . Если требуется значительное подавление зеркальной частоты более 30 дБ, то используют смеситель с двойным преобразованием частоты, т.е. два последовательно включенных смесителя: первый «переносит» сигнал на высокую (первую) промежуточную частоту, на которой легко фильтрами подавлять зеркальную частоту, а затем второй смеситель преобразует высокую промежуточную частоту в низкую ПЧ, на которой идет дальнейшая обработка сигнала.
На выходе присутствуют не только продукты преобразования, но и сигнал гетеродина. У идеального перемножителя на выходе не должно быть этой компоненты в выходном спектре сигнала. Для того чтобы убрать эту составляющую выходного сигнала обычно применяют двухтактную схему, называемую балансным смесителем. Схема диодного балансного смесителя приведена на рисунке 1.
Рисунок 1. Схема диодного балансного смесителя.
В этой схеме токи, вызванные гетеродином (I г), текут по обмоткам входного и выходного трансформаторов в противоположных направлениях, поэтому компенсируют друг друга на входе и выходе схемы смесителя. В результате выходной ток, вызванный напряжением гетеродина, значительно уменьшается. Точно таким же образом ток гетеродина компенсируется и во входной цепи смесителя. Вместе с током гетеродина в выходном сигнале балансного смесителя одновременно подавляются все его нечетные гармоники.
К сожалению, полностью скомпенсировать ток гетеродина на выходе балансного смесителя не удается из-за неточности амплитуды колебания гетеродина в каждом из плеч диодного смесителя. Кроме того, эти токи немного отличаются по фазе, но ослабление его уровня на 40 дБ позволяет значительно улучшить характеристики преобразователя частоты и приблизить их к характеристикам идеального умножителя сигналов.
На рисунке 2 приведено семейство графиков, позволяющих оценить глубину подавления сигнала гетеродина в зависимости от разбалансировки плеч балансного смесителя по амплитуде и фазе.
Рисунок 2 Семейство зависимостей подавления сигнала гетеродина от разбалансировки плеч балансного смесителя по амплитуде и фазе
Спектр сигнала на выходе диодного балансного смесителя приведен на рисунке 3.
Рисунок 3 Спектр сигнала на выходе диодного балансного смесителя
В схеме диодного балансного преобразователя частоты, приведенной на рисунке 1, присутствуют два трансформатора с отводом от средней точки. Такие трансформаторы трудно изготавливать конструктивно, поэтому в ряде случаев применяется схема балансного преобразователя частоты, в котором на выходе применяется обычный трансформатор, который просто приводит выходное сопротивление преобразователя частоты к стандартному значению 50 Ом. Подобная схема балансного смесителя частоты приведена на рисунке 4.
Рисунок 4 Схема диодного балансного смесителя с одним трансформатором с отводом
В данной схеме ток гетеродина замыкается в кольце балансного смесителя и практически не ответвляется в цепь нагрузки. По входу и выходу данная схема несимметрична, а трансформаторы позволяют приводить стандартные сопротивления источника сигнала и нагрузки (равные 50 Ом) к сопротивлению диодного преобразователя, при котором достигается максимальный коэффициент передачи.
В настоящее время смесители чаще всего выполняются в виде готовых интегральных микросхем. Такое решение позволяет обойтись минимумом внешних навесных элементов. Наилучшие качественные параметры микросхемы получаются при использовании поликоровой подложки, на которой монтируются бескорпусные элементы или элементы, предназначенные для поверхностного монтажа (smd-элементы). На рисунке 5 приведена фотография микросхемы-смесителя с удаленной крышкой.
Рисунок 5. Конструктивное исполнение балансного смесителя на полевых транзисторах.
Литература:
Вместе со статьей "Балансные смесители" читают:
Реальные смесители сложны для анализа, и поэтому их
эксплуатационные характеристики определяются множеством параметров...
http://сайт/WLL/ParSmes.php
Обычно операция умножения двух аналоговых сигналов
осуществляется за счет вольтамперной характеристики нелинейного элемента...
http://сайт/WLL/Smes.php
В диодном преобразователе на вход нелинейного элемента,
в качестве которого выступает диод, одновременно подаются два сигнала...
http://сайт/WLL/DiodSmes.php
Уменьшить уровень радиосигнала на выходе преобразователя частоты
позволяет схема кольцевого смесителя...
http://сайт/WLL/KolSmes.php
В ряде случаев в супергетеродинном приемнике
очень трудно обеспечить удовлетворение требований по подавлению частоты зеркального канала и соседнего канала одновременно...
http://сайт/WLL/kvSmes.php